锁相环5W调频107.5MHZ发射机功放设计

mangogeek 2019-09-29 PM 28℃ 0条

锁相环5W调频107.5MHZ发射机功放设计
设计目的:为了得到一台调频发射机。
设计原理:本发射机为了得到较好音质,故主振级必须屏蔽,为了美观与音质兼并而又简单则直接采用闽实的MCE1417H100M模块做主振级。故本发射机重点在高频功放上,本次设计采用3355(甲类)+3355(甲类)+2053(丙类)+1971(丙类)模式。
设计步骤:
1、理论电路设计
(1)末级功放(1971)设计,采用以下电路
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                        图1

计算C10,L7,C11构成末级匹配网络,C1971上加的是12V电压,发射-集电极饱和压降1V,所以1971输出阻抗Rr=(12V-1V)(12V-1V)/(25W)=12.1Ω。负载为Rc=50Ω。如图:
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图2
C11=sqrt(Rc-Rr)/(2ΠfRcsqrtRr)
=sqrt(50-12.1)/(2×3.14×107500000×50×sqrt12.1)
=6.156/117500000000
=52.4pF

L7=sqrt(Rr(Rc-Rr))/(2Πf)
=sqrt(12.1×(50-12.1))/2×3.14×107500000
=21.415/675000000
=31.72nH

C11可选用5/30P的微调电容加30P的瓷片再加个5P的瓷片并联起来用,这样电容的变化范围为40~65也能通过较大电流不会太发热,C11=52.4pF是在这个范围的。

本人手头上只有0.6MM的漆包线,故采用此线制作本设计中所有空心电感,利用空心电感计算器计算得到,如图:,
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                    图3

可到到L7为5D 3T Φ0.6,电感量为49.9291nH。有人就要问了L7应该是31.72 nH啊?怎么现在要把线饶成49.9291 nH呢?不急,大家听我慢慢道来,在图2中是不是还有个C10没计算啊?我是这样理解的:L7是空心电感调起来不是很方便,而且会弄的很不美观,我们给L7串联个C10就可以变相的来调节L7的大小了,请看下图:
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                 图4

我们可以认为L7是由L7(1)和 L7(2)两个电感串联而得到的,令L7(1)=31.72 nH,则L7(2)=49.9291-31.72=18.209 nH,此处我们只看L7(1)与C11即可构成12.1Ω向50Ω的匹配网络,然而L7(1)是虚拟的,谁能把个电感一绕就饶到31.72 nH,神仙恐怕也没这么厉害,我们是凡人,所以我们绕的电感实际植是49.9291 nH,则必然多出了L7(2)=18.209 nH。我们再看看C10与L7(2)构成的网络,是一个LC串联回路,如果我们使这个式子2ΠFsqrt(C10L7(2))=1成立,也就是L7(2)与C10达到串联谐振,L7(2)与C10组成的回路在107.5MHZ的频率下阻抗为零!这样一来C10加上去后L7是不是就变成了我们要得到31.72PF的要求。

C10=1/(4ΠΠ F F*L7(2))
=1/(4×3.14×3.14×107500000×107500000×0.000000018209)
=120.5PF
所以C10可以由5/30P的微调电容加两个51P并联组成。
而L5和L6均为高频厄流圈,理论上是越大越好,而实际L5太大容易自激,所以一般采
5D10T Φ0.6。得到1971后级输出匹配网络的参数,如图:
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图5

(2)2053输出与1971之间的匹配网络设计
采用以下电路:
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图6
R6取10Ω,我也不知道为什么取10Ω,因为很多经典的电路上都取的10Ω,而且我实验过很多次取10Ω很好用。
C8,C9,L4,构成T行匹配网络使2053的输出与1971的输入阻抗匹配。
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图7
2053输出功率为0.7W,输出阻抗模为Rr(1)=50Ω,1971输入阻抗(把R7算上)Rc(1)=15Ω
取Q值为3
L4=QRc(1)/2Π*F
=3×15/(2×3.14×107500000)
=66nH
通过计算器得到如下:
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图8
Xc8=Rrsqrt{[Rc(1+Q*Q)/Rr]-1}
=50×sqrt{[15×(1+3×3)/50]-1}
=70.7Ω
所以C8=1/(2ΠF*Xc8)=20.95pF

Xc9=Rc(1+QQ)/ (Q-sqrt{[Rc(1+Q*Q)/Rr]-1})
=150/(3-1.414)
=94.578

所以C9=1/(2ΠF*Xc9)=15.66pF
C8与C9均选择5/30PF的微调电容。得到下图
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图9
这就重点部分的参数计算,下面终结全图:
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图10

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